除了一體化均衡網(wǎng)絡外，現(xiàn)在，我們只剩下兩種可行的均衡網(wǎng)絡方案，一是分體式有源均衡網(wǎng)絡，二是分體式無源均衡網(wǎng)絡。因此，我們必須要確定，該如何將均衡網(wǎng)絡拆分。幸好，HT46R23合理的拆分方法也就只有一種，那就是，將3 180Us和318Us的要求合并在一起處理，再在另外一處實現(xiàn)75ys的均衡。
    根據(jù)75hts這個時間常數(shù)的規(guī)定要求，我們需要使用衰減率為6dB/oct、f3dB～2 122Hz的低通濾波器。前面我們講到，在前置敖大電路中需要使用一個濾波器，而這個低通濾波器正符合我們所需。因為有了它，可以允許我們在這一級電路之后，能夠?qū)Ω哂诮刂诡l率的高頻信號作6dB/oct速率的衰減，從而使得后面電路的高頻過載能力得到相應的提高。
    75Us無源網(wǎng)絡可以安排在輸入級電路之后，這樣帶來一個優(yōu)點，也就是，能保證唱頭看到的負載不隨頻率而變。
    動磁唱頭通常需要接一個負載電容，以便與唱頭的電感形成諧振電路，對頭自身下跌的頻響特性作均衡校正。因此，對這個負載電容的取值，要求比較苛刻，我們可以使用從AM波段收音機（很可能是電子管收音機）中回收的約300pF空氣可變電容，來容易和快速地得到所需的電容值，見圖7.17。
    圖7.17唱頭負載電容與75ps無源均衡網(wǎng)絡

           
    之所以要使用無源的75Us網(wǎng)絡，主要原因是，串聯(lián)反饋放大電路的增益不能做到，而并聯(lián)反饋放大電路又存在噪聲問題。此外，反饋放大電路在面對一個較重的電容負載時，會試圖對此作出反應——盡管我們在前面沒有講到。簡言之，就是電容負載會流過較大的高頻電流，等同于接上一個阻值很小的負載電阻，從而改變了上一級電路的負載線特性，導致在施加反饋之前就已增大了失真。
    應注意，本節(jié)研究的所有內(nèi)容，同樣適用于分立晶體管電路以及基于集成運放的電路。